1. 概述

在汽車和工業(yè)等環(huán)境中，部署TI的AWR和IWR系列雷達會隨著時間和需求的增加而增加，因此一個雷達的發(fā)射信號被另一個雷達接收到的可能性也會隨之增加。不同的雷達傳感器之間的干擾可能會對雷達造成災難性的后果，例如，導致漏檢、產(chǎn)生盲區(qū)、檢測范圍縮小以及出現(xiàn)虛假目標等，穩(wěn)定可靠的雷達需要降低或者完全避免多個雷達傳感器間的相互干擾。文章主要講述了：

（1）FMCW雷達中不同類型干擾的產(chǎn)生機制。

（2） 避免干擾以及抑制干擾的解決方案。

2. FMCW干擾類型

2.1 FMCW雷達概述

在FMCW雷達中，射頻前端會產(chǎn)生并發(fā)射一個線性調(diào)頻的chirp信號，如圖1所示。發(fā)射的信號從其視場內(nèi)的目標反射回來并被接收天線接收，所接收的信號是發(fā)射信號的時間延遲信號。然后對接收信號和發(fā)射信號進行混頻，最后帶通濾波以及ADC采樣。

由于接收信號是發(fā)射信號的時間延遲信號，所以混頻后得到一個近似的單頻正弦信號，且頻率與距離呈正比關(guān)系。通過傅里葉變換可以獲得混頻后的單頻正弦信號的頻率，并解算出目標的距離。因此，雷達能夠檢測到的最大距離受到中頻帶寬的限制，如果目標的頻率超過中頻帶寬，就會被濾波器過濾掉。

2.2 雷達干擾方程

假設存在兩個雷達，我們這里分別稱為干擾雷達和被干擾雷達，設干擾雷達和被干擾雷達之間的距離為R，平均射頻信號的波長為λ，則被干擾雷達受到干擾的信號強度可以表示為：

其中，Ptx是干擾雷達的發(fā)射功率，單位為dBm。TxantGain是干擾雷達的發(fā)射天線增益，單位為dB。RxantGain是被干擾雷達的接收天線增益，單位為dB。

針對目標的雷達方程可以表示為：

比較兩個方程可以看出，干擾的路徑損耗效應（即R效應）要比目標的路徑損耗效應弱，換句話說，即使接收到的信號很遠（兩個雷達距離R很遠），依然會存在干擾。

2.3 干擾類型

2.3.1 交叉干擾

如果被干擾雷達和干擾雷達具有不同的調(diào)頻斜率，則兩種chirp會相互交叉。當交叉發(fā)生時，被干擾雷達會受到交叉干擾。干擾雷達的發(fā)射信號與被干擾雷達的發(fā)射信號混頻，當只有兩者的頻率差位于被干擾雷達的中頻帶寬范圍內(nèi)時，被干擾雷達才能夠觀測到干擾雷達的信號。

如圖2所示，當干擾雷達的chirp信號穿過被干擾雷達發(fā)射的chirp信號時，通過混頻得到一個具有負頻率、零頻率以及正頻率的混合信號。

濾波后得到零和正頻率部分，其中正頻率是遞增的，即近似為一個“chirp信號”。上述僅僅是一種情況（被干擾雷達發(fā)射信號斜率大于干擾雷達發(fā)射信號斜率），還有小于的，讀者自行分析。

在頻域上，對ADC采樣信號做傅里葉變換后，交叉干擾通常會使噪聲電平增加，降低強目標的信號比，淹沒弱目標，從而影響雷達的檢測性能，產(chǎn)生瞬時盲點。其中，干擾持續(xù)時間由被干擾雷達的中頻帶寬和被干擾雷達發(fā)射信號斜率以及干擾雷達發(fā)射信號斜率決定，可以表示為：

通常干擾的持續(xù)時間都很短，例如，中頻帶寬等于12MHz，發(fā)射信號斜率為40MHz/us，干擾持續(xù)時間約為0.3us，則ADC采樣點最后4個點將受到干擾的影響（即ADC采樣的最后4個點代表的距離受到影響）。

2.3.2 交叉干擾性能分析

根據(jù)文獻[1]，相對于熱噪聲的干擾噪聲電平可以表示為：

假設，干擾雷達的輸出功率為10dBm，那么被干擾雷達的接收功率可以表示為：

假設天線總增益等于14dB，噪聲系數(shù)等于14dB，在此條件下，計算不同條件下的噪聲電平增量如表1所示。

當兩個雷達面對面，相距比較近時（1m）兩個雷達之間的調(diào)頻斜率差會變小。如前所述，當調(diào)頻斜率差變小時，受影響的ADC采樣點數(shù)增加，但交叉干擾事件本身發(fā)生的概率會降低，因此每幀數(shù)據(jù)中只有較少的chirp會受到交叉干擾影響，因此如表1所示干擾的概率僅有1%。

2.3.3 并行干擾

當干擾雷達和被干擾雷達發(fā)射信號具有相同的調(diào)頻斜率時，只有當干擾雷達和被干擾雷達之間的起始時間非常接近，且干擾雷達chirp信號位于被干擾雷達chirp的中頻帶寬內(nèi)時才會發(fā)生干擾現(xiàn)象，如圖3所示。

當與發(fā)射信號混頻時，并行干擾在ADC數(shù)據(jù)中成為一個恒定頻率的信號，在對ADC數(shù)據(jù)進行傅里葉變換后，在頻域中它就變成了一個虛假目標。也就是說，它相當于一個隨機距離和隨機速度的虛假目標。這種干擾被稱為并行干擾，干擾區(qū)域幾乎位于整個chirp中。

然而，并行干擾發(fā)射的概率非常小。如圖4所示，只有當兩個雷達幾乎同時啟動時，干擾雷達的信號出現(xiàn)在被干擾雷達的中頻帶寬中，才會發(fā)生并行干擾。否則，干擾雷達的信號會被被干擾雷達的濾波器濾掉。

并行干擾的發(fā)生概率Pintf可以表示為：

Nr為場景中的雷達數(shù)量，tc為chirp重復周期，td為并行干擾的最大延遲時間。例如，在超近程雷達中，假設最大距離為20米，td為0.13us。在這種情況下，只有當兩臺雷達相距在0.13us內(nèi)啟動時才會發(fā)生干擾。假設chirp持續(xù)時間tc為100us，且該區(qū)域內(nèi)有10臺雷達工作，當占空比為100%時，干擾概率僅為1.3%。如果每臺雷達的占空比僅為10%，則干擾的概率將進一步顯著降低。

當被干擾雷達和干擾雷達有獨立的本振（LO）時，即使用戶在chirp配置參數(shù)中給定設置相同的調(diào)頻斜率，也很難得到精確的調(diào)頻斜率。在這種情況下，虛假目標看起來不再像是一個干凈的目標，而是在距離-多普勒譜中會產(chǎn)生很多嘈雜信號，由此可以用于識別是否發(fā)生了并行干擾的情況。

2.3.4 交叉干擾與并行干擾比較

交叉干擾經(jīng)常發(fā)生，但是僅僅影響chirp信號中的一小部分采樣點，并行干擾很少發(fā)生，但是卻影響整個chirp信號。因此，隨著chirp調(diào)頻斜率差的減小，脈沖持續(xù)時間變長，交叉概率會減小。

3. 抗干擾方案

3.1 標準化：不同的雷達設置不同的頻段和時隙

第一種方法是標準化。標準化指的是頻率規(guī)劃和chirp設計，以及時隙管理?；诜直媛室蟮念l率規(guī)劃，使不同的雷達在不同的射頻頻段共存，例如，AWR系列設備的射頻帶寬為4GHz，可以分為2GHz被兩個雷達同時使用。

另一方面，相鄰幀之間通常存在一段空閑時間，沒有任何chirp信號，如果雷達系統(tǒng)的占空比為10%，可能有10個不同的雷達可以及時分離。

如圖5所示是射頻頻率和時隙分離的雷達信號沒有受到任何干擾的情況。

頻率分離很容易實現(xiàn)，但時隙管理必須有一個通用的全局定時器，以便于所有雷達進行同步，在這種情況下雷達需要進行幀數(shù)據(jù)同步。雷達可以使用一個單獨的波段用于遠程雷達或者近程雷達，這樣就不會相互干擾，TI建議對前置雷達使用不同的波段，對后置雷達使用另一波段。

3.2 并行干擾啟動時間不同

如果一個雷達制造商生產(chǎn)的所有雷達可以被同步到同一個時鐘，每個雷達都配置了相同種類的chirp和幀參數(shù)，那么就會產(chǎn)生并行干擾。但是，如果每個雷達的幀距偏移到全球時間大于1us左右，就不會產(chǎn)生并行干擾，那么在有限的空間和相同的帶寬中就可以共存大量的雷達。例如，chirp時間為100us，最大感興趣的距離為150米，也就是說，如果發(fā)射信號在空氣中傳輸1us，那么大約100個這樣的雷達可以在相同的帶寬下共存，另外同步還可以讓幀一個接一個地堆疊，這樣就不會干擾其他雷達。

在TI的雷達中，通過主從模式實現(xiàn)附近雷達之間的同步是一種簡單的方法，在這個方案中，一個雷達設備被設置為主機，并在發(fā)送幀數(shù)據(jù)時向從機產(chǎn)生觸發(fā)信號。從機可以根據(jù)這個觸發(fā)信號的延遲精確找到延遲觸發(fā)后自己的數(shù)據(jù)幀。

3.3 感知和避免

在沒有任何同步的情況下，雷達仍然可以執(zhí)行“感知和避免”，在這種方案中，在雷達開始工作之前會感知到頻譜，這是通過保持接收通道開啟，而發(fā)射通道關(guān)閉的狀態(tài)來實現(xiàn)的。

如果其他的雷達沒有發(fā)射信號，則被干擾雷達的頻譜是沒有任何單頻信號，ADC數(shù)據(jù)只存在熱噪聲。另外，如果有來自另一個雷達設備的發(fā)射信號，存在對應于交叉干擾發(fā)生點ADC數(shù)據(jù)的峰值。

xWR雷達可以產(chǎn)生250MHz/us級別的快速調(diào)頻chirp信號，允許快速掃描。ADC數(shù)據(jù)交叉調(diào)頻可以最大保持清楚地顯示了干擾源。在圖 7 中，干擾源是在 f1 和 f2 之間的一個chirp信號。因此，ADC 輸出顯示 f1 和 f2 之間的功率。如果掃描周期長到足以覆蓋多個幀，需要使用的離散頻帶數(shù)來估計干擾雷達的數(shù)量。用戶還可以估計啁啾占用的幀周期帶寬。最重要的是，用戶可以找到可以進行無干擾傳輸?shù)拿赓M頻譜或時隙。當識別出干擾后 ，雷達可以在干擾不活躍的區(qū)域發(fā)射信號。

3.4 天線極化

如果干擾雷達使用水平極化天線發(fā)射信號，則被干擾雷達使用垂直極化天線作為接收天線，這樣會使得干擾雷達的信號在被干擾雷達的天線上衰減大約10dB，不過這種方案需要天線設計領(lǐng)域的專業(yè)知識。

4. 干擾定位與緩解

在許多情況下不可避免交叉干擾，若不進行任何處理則會增加噪聲電平，使得弱目標淹沒于噪聲之中。本節(jié)通過定位和緩解來降低干擾。

4.1 干擾定位

有兩種方法可以實現(xiàn)干擾定位。

首先在ADC原始數(shù)據(jù)中找到異常信號，強交叉干擾的數(shù)據(jù)會存在明顯的狀態(tài)。例如，在獲取的ADC采樣點的時域信號中，在干擾的交叉點的地方，第一個采樣點的幅度有很大的躍遷，因此可以設置一個合適的閾值，幅度超過這個閾值則標記為干擾影響。圖8顯示了一個ADC采樣信號的時域波形，其中干擾清晰可見。若用一個簡單的差分濾波器抑制其他頻率的信號，則干擾信號更加明顯。

由于XWR器件具有復雜的基帶，可以區(qū)分正頻率和負頻率，但是發(fā)射信號的延遲信號（目標回波信號）頻率永遠不可能是負的。因此，如果雷達發(fā)射信號的調(diào)頻斜率為正，則所有有效對象（目標回波信號）的頻率都為正（即它們位于信號頻帶內(nèi)）。任何在負頻率（圖像頻段）的信號都可能受到干擾，信號波段（藍色）要強于圖像波段（紅色），當出現(xiàn)交叉干擾時，圖像波段的幅度會突然上升，通過這種方法來定位弱干擾，如圖9所示。

4.2 干擾緩解

找到干擾的位置后，我們想要降低干擾，緩解的意思是修復干擾區(qū)域的過程。最簡單的緩解方法是將干擾區(qū)域置零，然而這樣做的副作用是產(chǎn)生大的旁瓣，可能會淹沒弱小目標。

更優(yōu)的方案是通過加窗來緩解，使用一個平滑窗來將受干擾影響的樣本歸零，這樣的旁瓣更低，且對弱目標的檢測能力更強。

最好的方法是在空白區(qū)域進行線性插值，使用干擾前的最后一個ADC采樣點和干擾周期后的第一個ADC采樣點。因為最強的反射面可能離雷達很近，因此頻率更低，這種方法比較有效。如圖10所示。

干擾緩解是一個比較熱的研究領(lǐng)域，可能有比這里闡述的三種緩解方案更復雜，然而，隨著緩解方案的復雜，必須考慮芯片處理的速度。

5.抖動與隨機化

當并行干擾發(fā)生時，整個調(diào)頻周期的信號都被干擾，并且難以修正，因此定位和抑制不是有效的方案。

因此，并行干擾可以通過一種稱為調(diào)頻抖動或者調(diào)頻隨機化的過程來減弱，在這個過程中調(diào)頻信號的某些參數(shù)被隨機化，例如相位隨機。由于干擾雷達不知道被干擾雷達的隨機化方法，并行干擾會在多普勒處理過程中擴散。調(diào)頻信號的起始相位可以使用逐漸調(diào)頻移相器API或二進制移相器進行隨機化。此外還有很多參數(shù)可以隨機化，如調(diào)頻斜率、調(diào)頻起始頻率、調(diào)頻空閑時間等等。

圖11顯示了由并行干擾引起的虛假目標如何通過隨機二進制相位調(diào)制（相位抖動）在多普勒中擴散，并通過調(diào)頻空閑時間抖動進一步擴散。如果不使用隨機化方法，并行干擾就會以虛假目標的方式出現(xiàn)，如果采用隨機化方法，則干擾的峰值就會因抖動而被破壞。

隨機化的工作原理是通過不同調(diào)頻信號破壞干擾雷達調(diào)頻信號的一致性，從而減少他們在二維處理中的影響。這種減少大約是一幀調(diào)頻數(shù)的10log10倍，當干擾雷達的相干性被破壞時，CFAR算法就可以用來去除干擾的影響。

在多普勒處理過程中，抖動方案引入了更多的復雜情況，因為必須應用一些校正方法，例如，調(diào)頻信號相位抖動可以通過在多普勒處理之前對調(diào)頻信號增加一個相反的移相器來糾正。某些抖動方法，如空閑時間抖動，可以在多普勒引入較高的噪聲電平，因此需要謹慎使用。

6.結(jié)論

雷達相互干擾是多個雷達部署的絆腳石，如果沒有考慮這一點，將會導致出現(xiàn)檢測失敗、虛假目標以及雷達探測范圍降低等情況，使用不同的方法如隨機化、抖動、頻率規(guī)劃、定位干擾以及緩解，都有可能抑制干擾，使得系統(tǒng)更加穩(wěn)定。

7.參考文獻

1. Sriram Murali, Karthik Subburaj, Brian Ginsburg and Karthik Ramasubramanian, Interference Detection in FMCW Radar Using A Complex baseband Oversampled Receiver, https://ieeexplore.ieee.org/document/8378800。

   
   

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