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新能源汽車(chē)驅(qū)動(dòng)電機(jī)控制算法及調(diào)制技術(shù)的發(fā)展

2021-12-23 08:48:31·  來(lái)源：驅(qū)動(dòng)視界  
　
一 新能源汽車(chē)驅(qū)動(dòng)電機(jī)控制算法及調(diào)制技術(shù)的發(fā)展1.1電控技術(shù)現(xiàn)狀概述電機(jī)驅(qū)動(dòng)技術(shù)作為電動(dòng)汽車(chē)的“心臟”，在我國(guó)“十三五”新能源汽車(chē)創(chuàng)新鏈中占據(jù)重要的地位，
一 新能源汽車(chē)驅(qū)動(dòng)電機(jī)控制算法及調(diào)制技術(shù)的發(fā)展
1.1電控技術(shù)現(xiàn)狀概述
電機(jī)驅(qū)動(dòng)技術(shù)作為電動(dòng)汽車(chē)的“心臟”，在我國(guó)“十三五”新能源汽車(chē)創(chuàng)新鏈中占據(jù)重要的地位，主要包括電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制器功率密度倍增技術(shù)開(kāi)發(fā)及產(chǎn)業(yè)化、高可靠性車(chē)載電力電子集成系統(tǒng)開(kāi)發(fā)及產(chǎn)業(yè)化、高效輕量高性?xún)r(jià)比電機(jī)技術(shù)產(chǎn)業(yè)化以及新一代電機(jī)驅(qū)動(dòng)總成等四項(xiàng)任務(wù)。
其中高效輕量高性?xún)r(jià)比電機(jī)和新一代電機(jī)驅(qū)動(dòng)總成的技術(shù)現(xiàn)狀和發(fā)展趨勢(shì)在上文已做了介紹，我國(guó)車(chē)用驅(qū)動(dòng)電機(jī)（直驅(qū)電機(jī)）在性能指標(biāo)、成本控制等方面已與國(guó)際一流產(chǎn)品處在同一水平。
電機(jī)控制技術(shù)由于起步較晚，與發(fā)達(dá)國(guó)家仍有較大差距，比如芯片集成設(shè)計(jì)、電力電子系統(tǒng)集成能力、硬件結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)與控制算法優(yōu)化實(shí)現(xiàn)電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制器功率密度倍增技術(shù)、高性能的電流控制、轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)抑制、效率優(yōu)化控制以及控制穩(wěn)定性等方面。
如何實(shí)現(xiàn)新能源汽車(chē)驅(qū)動(dòng)電機(jī)控制系統(tǒng)的高功率密度、高可靠性、低成本以及寬域運(yùn)行、高效高性能控制、智能化控制是我國(guó)新一代電動(dòng)汽車(chē)電機(jī)控制器亟待攻克的關(guān)鍵技術(shù)。
目前主流電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制器的功率密度約18kW/L，較高水平可以達(dá)到28kW/L，采用雙面水冷模塊的可以達(dá)到30kW/L，碳化硅技術(shù)的目標(biāo)是超過(guò)36kW/L，遠(yuǎn)期目標(biāo)是100kW/L。
現(xiàn)有的車(chē)用逆變器拓?fù)浯蠖酁閭鹘y(tǒng)的電壓源型兩電平逆變器，如圖1-1所示。
兩電平逆變器結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、調(diào)制算法簡(jiǎn)便、控制技術(shù)成熟且成本低，是當(dāng)前驅(qū)動(dòng)電機(jī)逆變器的主流拓?fù)洹?


圖1-1 兩電平逆變器拓?fù)?/span>
隨著多電平技術(shù)的成熟，以及其在諧波擬制、散熱性能、dv/dt等方面的優(yōu)勢(shì)，國(guó)內(nèi)外學(xué)術(shù)界已將其引入電動(dòng)汽車(chē)領(lǐng)域，主要為二極管鉗位型三電平逆變拓?fù)洌▓D1-2）、T型三電平逆變拓?fù)洌ǎ▓D1-3）與H橋三電平逆變拓?fù)洌▓D1-4）。


圖1-2 二極管鉗位型三電平逆變器拓?fù)?


圖1-3 T-type三電平逆變器拓?fù)?


圖1-4 H橋三電平逆變器拓?fù)?/span>
二極管鉗位型三電平逆變器，相對(duì)于兩電平拓?fù)?，所需IGBT數(shù)量增加、需要額外的鉗位二極管。
T型三電平逆變器拓?fù)涫窃诙O管鉗位型三電平基礎(chǔ)上發(fā)展而來(lái)的，其傳導(dǎo)損耗相對(duì)較小，在低壓小功率領(lǐng)域，相對(duì)于二極管鉗位型三電平來(lái)說(shuō)更具優(yōu)勢(shì)。
上述兩種多電平拓?fù)渚哂泄驳闹绷髂妇€(xiàn)，而在電動(dòng)汽車(chē)領(lǐng)域使用電池組進(jìn)行供電，可以獲取多個(gè)直流電源，因此H橋三電平拓?fù)湟驳玫街匾暋?/span>
為獲取與上述兩種拓?fù)渫瑯拥妮敵鲭妷海琔a設(shè)為0.5Udc，因此每個(gè)H橋的IGBT耐壓與二極管鉗位型三電平拓?fù)湎嗤?.5Udc。
與二極管鉗位型三電平拓?fù)湎啾?，減少了6個(gè)鉗位二極管，可降低系統(tǒng)成本。
另外，此種拓?fù)洳捎萌齻€(gè)獨(dú)立的直流電源，有利于在滿(mǎn)足絕緣電壓限制的情況下適當(dāng)提高電壓等級(jí)。
上述變換器結(jié)構(gòu)均為硬開(kāi)關(guān)變換器，以較高開(kāi)關(guān)頻率運(yùn)行時(shí)產(chǎn)生不可忽視的開(kāi)關(guān)損耗和發(fā)熱問(wèn)題，而較大的dv/dt與di/dt產(chǎn)生的電壓、電流尖峰威脅器件安全運(yùn)行，并引起嚴(yán)重的電磁干擾。
針對(duì)此問(wèn)題，有學(xué)者提出將軟開(kāi)關(guān)技術(shù)應(yīng)用于電動(dòng)汽車(chē)領(lǐng)域，通過(guò)在直流側(cè)或交流側(cè)增設(shè)無(wú)源器件以實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)狀態(tài)切換時(shí)電壓或電流過(guò)零，理論上實(shí)現(xiàn)零開(kāi)關(guān)損耗，但額外增加的輔助電路提高了系統(tǒng)的成本與復(fù)雜度，降低了系統(tǒng)可靠性。
研究結(jié)果表明，對(duì)于現(xiàn)有的軟開(kāi)關(guān)拓?fù)浼夹g(shù)方案，由于輔助器件本身的損耗，軟開(kāi)關(guān)變換器并未在效率方面體現(xiàn)出明顯優(yōu)勢(shì)，而增加的額外輔助器件和復(fù)雜的控制算法使得其在電動(dòng)汽車(chē)中的應(yīng)用還不具有綜合優(yōu)勢(shì)。
針對(duì)不同的拓?fù)湫褪?，學(xué)者們提出了各式各樣的控制策略和算法，帶來(lái)電機(jī)控制技術(shù)的不斷提升。
1.2 控制算法研究動(dòng)態(tài)
當(dāng)前永磁同步電機(jī)常規(guī)的控制策略主要有三類(lèi)，即恒壓比控制（V/F）、矢量控制（Field Oriented Control，F(xiàn)OC）、直接轉(zhuǎn)矩控制（Direct Torque Control，DTC）Control，MPC）。
另外，隨著社會(huì)與工業(yè)需求的不斷提升，人們對(duì)永磁同步電機(jī)系統(tǒng)控制性能的要求也越來(lái)越高，一些學(xué)者將先進(jìn)的智能控制算法引入了電機(jī)控制領(lǐng)域，與經(jīng)典控制結(jié)合，形成了包括模型參考自適應(yīng)、滑模變結(jié)構(gòu)、內(nèi)模控制、自抗擾和模型預(yù)測(cè)控制等現(xiàn)代控制理論以及諸如神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)算法、遺傳算法、專(zhuān)家系統(tǒng)以及模糊控制等各類(lèi)人工智能算法在永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)中的應(yīng)用越來(lái)越多。
（1）模型參考自適應(yīng)控制
模型參考自適應(yīng)控制（Model Reference Adaptive System ，MRAS ）是一種基于被控對(duì)象數(shù)學(xué)模型的方法，也是現(xiàn)代控制理論的一個(gè)重要組成部分。
它在外部擾動(dòng)作用下能自動(dòng)調(diào)整系統(tǒng)自身的控制參數(shù)，有效降低擾動(dòng)對(duì)被控系統(tǒng)的影響，但該方法的計(jì)算量較大。
（2）滑模變結(jié)構(gòu)控制
滑模變結(jié)構(gòu)控制（Sliding Model Control，SMC）是一種不連續(xù)的非線(xiàn)性控制策略，在控制過(guò)程中系統(tǒng)結(jié)構(gòu)根據(jù)開(kāi)關(guān)特性變化，一直處于滑動(dòng)模態(tài)。
滑模變結(jié)構(gòu)控制的優(yōu)勢(shì)在于：對(duì)系統(tǒng)參數(shù)要求低，動(dòng)態(tài)響應(yīng)快，對(duì)外界擾動(dòng)和參數(shù)變化的魯棒性強(qiáng)。。
（3）內(nèi)模控制
內(nèi)?？刂疲↖nternal Model Control，IMC）由20世紀(jì)中期的Smith預(yù)估控制器發(fā)展而來(lái)，是一種根據(jù)過(guò)程數(shù)學(xué)模型設(shè)計(jì)控制器的控制策略，它的優(yōu)點(diǎn)是參數(shù)調(diào)整比較方便，系統(tǒng)復(fù)雜度也比較低。
（4）自抗擾控制
自抗擾控制（Active Disturbance Rejection Control，ADRC）是在PID 控制的基礎(chǔ)上發(fā)展起來(lái)的一種無(wú)需精確系統(tǒng)模型的非線(xiàn)性控制手段，它通過(guò)對(duì)系統(tǒng)擾動(dòng)的實(shí)時(shí)估計(jì)和補(bǔ)償，在參數(shù)變化等擾動(dòng)作用下能獲取較優(yōu)的控制性能。
自抗擾控制的特點(diǎn)是計(jì)算簡(jiǎn)單、動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、穩(wěn)態(tài)精度高、抗干擾能力突出。
（5）模型預(yù)測(cè)控制
模型預(yù)測(cè)控制（Model Predictive Control，MPC）是根據(jù)當(dāng)前狀態(tài)和預(yù)期控制目標(biāo)，直接預(yù)測(cè)下一控制周期的電壓矢量，與傳統(tǒng)的矢量控制相比，它簡(jiǎn)化了電壓矢量的獲取過(guò)程，動(dòng)態(tài)響應(yīng)更快。
又分為無(wú)差拍和有限狀態(tài)機(jī)MPC控制策略。
（6）智能控制
智能控制（artificial intelligent control system，AICS）是將各種人工智能控制算法與經(jīng)典控制策略及現(xiàn)代控制理論相結(jié)合的一種新興控制方式，它不完全依賴(lài)電機(jī)的模型與參數(shù)，只根據(jù)實(shí)際效果調(diào)整控制參數(shù)，適合用于模型不確定性大、非線(xiàn)性強(qiáng)的場(chǎng)合。
包括神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)算法、模糊算法及遺傳算法等。
除了以上各種前沿控制策略和多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)以外，經(jīng)典控制理論經(jīng)過(guò)近幾年軟件和電機(jī)工程師們的不懈努力，也得到了不斷完善，呈現(xiàn)出許多精雕細(xì)琢般的算法研究和應(yīng)用。
1.2.1 高調(diào)制比
日產(chǎn)的工程師經(jīng)過(guò)對(duì)Leaf幾代產(chǎn)品的試驗(yàn)和長(zhǎng)期使用數(shù)據(jù)積累，認(rèn)為磁鋼的運(yùn)行溫度是確定的，排除了磁鋼冷、熱態(tài)磁性能差異性的影響，因此可忽略反電勢(shì)的波動(dòng)，即可以將母線(xiàn)電壓利用率提高至100%，調(diào)制比達(dá)到1。
同時(shí)，Leaf工程師在18MY的控制程序中加入了一種基于熱網(wǎng)絡(luò)法的“熱保護(hù)策略”，能夠根據(jù)少量的反饋信息推斷出磁鋼真實(shí)的溫度，實(shí)現(xiàn)電壓利用率的動(dòng)態(tài)調(diào)整。
一般來(lái)說(shuō)，直流逆變成交流，基于可靠性方面的考慮，調(diào)制比一般小于1，比如13MY的母線(xiàn)電壓利用率最高為80%。
電壓利用率越高，控制環(huán)路飽和時(shí)電流的跟隨響應(yīng)越差，失穩(wěn)風(fēng)險(xiǎn)越高，甚至失控。
電壓利用率的提高意味著電機(jī)在高速區(qū)不需要過(guò)大的弱磁電流，轉(zhuǎn)矩角變小，功率提升的同時(shí)降低了銅耗，基于這一技術(shù)，18MY的最高效率上升了1.2%。


圖1-5 Nissan Leaf 18MY和13MY電壓利用率


圖1-6 Nissan Leaf 18MY和13MY電機(jī)效率
1.2.2 MTPL
通用汽車(chē)基于Chevy Spark和Chevy Bolt所用的驅(qū)動(dòng)電機(jī)，認(rèn)真研究了最大效率控制策略。
我們常用的MTPA算法僅使得定子電阻損耗最低，鐵損并不是最優(yōu)，因而總損耗也并百最優(yōu)。
通用汽車(chē)通過(guò)認(rèn)真比較三種不同的電流矢量控制技術(shù)，即最大轉(zhuǎn)矩/電流(MTPA)、最大轉(zhuǎn)矩/電機(jī)損耗(MTPML)和最大轉(zhuǎn)矩/系統(tǒng)損耗(MTPSL)，進(jìn)了行了廣泛的試驗(yàn)測(cè)試，同時(shí)在弱磁區(qū)采用六步電壓法（SSA）調(diào)制，實(shí)現(xiàn)了驅(qū)動(dòng)電機(jī)系統(tǒng)的最大效率運(yùn)行。


圖1-7 電流軌跡圖
圖1-8顯示，MTPL和MTPA具有不同的轉(zhuǎn)矩角特性。
如圖1-9，同一電流值下，MTPL和MTPA表現(xiàn)出不同的電氣特性，此電流下MTPA最優(yōu)轉(zhuǎn)矩角為44deg，MTPL最優(yōu)轉(zhuǎn)矩角47.5deg，MTPL獲得的是最高效率，MTPA獲得的是最大轉(zhuǎn)矩。


圖1-8 某一電流時(shí)不同控制策略下的電氣特性
1.2.3 DB-DTFC
DB-DTFC是將無(wú)差拍(DB)控制與直接轉(zhuǎn)矩和磁鏈控制(DTFC)相結(jié)合發(fā)展起來(lái)的一種新型的控制算法。
與電流矢量控制相比，采用電流和磁通觀(guān)測(cè)器的組合，轉(zhuǎn)矩和磁通都可以直接和獨(dú)立地控制。
在恒轉(zhuǎn)矩區(qū)域，通過(guò)轉(zhuǎn)矩命令可以確定對(duì)應(yīng)于MTPA操作的磁通命令。
對(duì)于深度弱磁區(qū)域，算法中采用平方根判別法（Square-Root-Condition，SRC），通過(guò)使用磁通觀(guān)測(cè)器提高控制精度。
奧迪公司對(duì)此進(jìn)行了深入研究。


圖1-9 奧迪DB-DTFC控制框圖
如圖1-11，可以發(fā)現(xiàn)DB-DTFC的轉(zhuǎn)矩響應(yīng)要快于PI控制器，與此同時(shí)，在給定轉(zhuǎn)矩由4Nm變?yōu)?Nm時(shí)，定子磁鏈變化明顯。


圖1-10 DB-DTFC&PI轉(zhuǎn)矩和磁鏈響應(yīng)
1.2.4 安全失效檢查及控制
永磁同步電機(jī)在使用過(guò)程中可能一些潛在的隱患，比如電機(jī)的位置傳感器故障、控制器的電流傳感器故障、電機(jī)定子繞組開(kāi)路等。
在永磁同步電動(dòng)汽車(chē)領(lǐng)域中，電機(jī)定子繞組開(kāi)路的情況極少發(fā)生，并且所產(chǎn)生的影響也只是動(dòng)力缺失而不會(huì)造成飛車(chē)等失控現(xiàn)象，對(duì)駕駛者的安全危害相對(duì)前兩者會(huì)小一些，所以在此不對(duì)其進(jìn)行研究。
位置傳感器和電流傳感器故障都會(huì)造成嚴(yán)重的危險(xiǎn)。
對(duì)位置傳感器故障首先需要進(jìn)行判定，目前主要有兩種判定策略，一種是基于角度估計(jì)模型的實(shí)時(shí)故障判定策略，通過(guò)角度估計(jì)模型得到估計(jì)角度后再與位置傳感器的實(shí)時(shí)角度進(jìn)行對(duì)比并獲得誤差值，然后將誤差值和設(shè)定的故障閾值進(jìn)行比較，并且在位置傳感器正常時(shí)對(duì)角度信息進(jìn)行校準(zhǔn)，從而得到更準(zhǔn)確的估計(jì)角度。
另一種是基于無(wú)損卡爾曼濾波（簡(jiǎn)稱(chēng)UKF）的故障判定策略，將電機(jī)模型離散化，通過(guò)對(duì)輸入變量和狀態(tài)變量的均值和協(xié)方差進(jìn)行UKF處理得到輸出變量，輸出變量中包含了電機(jī)的三相電流信息和電角度信息，對(duì)所得到的數(shù)據(jù)進(jìn)行處理后即可判斷是否有故障發(fā)生，這種判定策略的優(yōu)勢(shì)在于不僅能判斷位置傳感器故障同樣能判斷電流傳感器的故障，通用性更強(qiáng)。


圖1-11 驅(qū)動(dòng)電機(jī)矢量控制框圖


圖1-12 電角度估計(jì)流程圖
判定出故障后，通常會(huì)針對(duì)高低速制定不同的處理策略，高速時(shí)采用基于鎖相環(huán)的控制方式估計(jì)位置角度，低速時(shí)可采用高頻注入的方式。


圖1-13 鎖相環(huán)轉(zhuǎn)子位置估算流程圖
電流傳感器的故障診斷可以根據(jù)電流殘差進(jìn)行判斷。


圖1-14 電流故障診斷框圖


圖1-15 電流故障診斷邏輯圖
1.2.5 MTPA高頻注入法
近年來(lái)，為了提高最大轉(zhuǎn)矩電流比控制方法的魯棒性，學(xué)者們相繼提出可通過(guò)注入輔助信號(hào)的方法來(lái)跟蹤MTPA的工作點(diǎn)。
高頻信號(hào)注入法的主要原理是通過(guò)向電機(jī)的定子繞組中注入高頻小電流信號(hào)，依據(jù)在MTPA工作點(diǎn)處電磁轉(zhuǎn)矩對(duì)電流角的變化率為零的原理，實(shí)時(shí)追蹤MTPA工作點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)MTPA控制。


圖1-16 高頻注入MTPA控制系統(tǒng)框圖
基于信號(hào)注入法的MTPA控制、MTPA控制和id=0控制的實(shí)驗(yàn)結(jié)果進(jìn)行了分析對(duì)比，得到三種控制策略在不同負(fù)載條件下的轉(zhuǎn)矩-電流關(guān)系曲線(xiàn)圖，如圖1-17所示，圖中橫軸為負(fù)載轉(zhuǎn)矩，縱軸為定子電流有效值，紅色曲線(xiàn)為高頻注入法MTPA 控制，藍(lán)色曲線(xiàn)為MTPA控制，綠色曲線(xiàn)為id=0控制。
可以看到，在不同的負(fù)載條件下，信號(hào)注入法MTPA控制的定子電流有效值均小于另外兩種控制，而MTPA控制的定子電流有效值則小id=0控制。
對(duì)比實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了基于高頻注入法的MTPA控制策略的電流利用率高于MTPA控制和id=0控制，最大限度地增強(qiáng)了IPMSM的轉(zhuǎn)矩輸出能力，使得電機(jī)的運(yùn)行效率最大化。


圖1-17 高頻注入MTPA控制系統(tǒng)框圖
1.3 脈寬調(diào)制策略研究現(xiàn)狀及發(fā)展
脈寬調(diào)制策略（Pulse-width Modulation，PWM）是根據(jù)伏秒平衡原理控制開(kāi)關(guān)管的通、斷以實(shí)現(xiàn)近似等效輸出給定基頻電壓的策略，是與逆變器拓?fù)涔采年P(guān)鍵技術(shù)。
經(jīng)過(guò)幾十年的發(fā)展，PWM技術(shù)從最基本的正弦波PWM（Sinusoidal PWM，SPWM）發(fā)展和衍生出多種不同類(lèi)型的優(yōu)化PWM，如1-18所示：


圖1-18 二電平逆變器PWM策略分類(lèi)
載波調(diào)制（Carrier based Modulation, CBM）可按照采用的載波個(gè)數(shù)進(jìn)行分類(lèi)，即單載波調(diào)制和多載波調(diào)制。
經(jīng)典的SPWM算法直接將正弦調(diào)制波與載波（鋸齒波或三角載波）進(jìn)行比較來(lái)控制開(kāi)關(guān)管的動(dòng)作，具有實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)便，計(jì)算量小的優(yōu)勢(shì)。
當(dāng)前應(yīng)用最為廣泛的空間矢量脈寬調(diào)制（Space Vector PWM, SVPWM）從電機(jī)磁鏈圓的角度出發(fā)，可以看作是由三角波與有一定三次諧波含量的正弦基波調(diào)制而成，通過(guò)分解參考矢量以計(jì)算主、次電壓矢量的作用時(shí)間，其優(yōu)勢(shì)在于輸出諧波畸變率小、直流電壓利用率相對(duì)于SPWM提高15%。
三次諧波注入PWM，是指在三相正弦調(diào)制波上注入特定幅值的三次諧波來(lái)改進(jìn)PWM的性能，如1/6三次諧波注入PWM 能夠最大化直流母線(xiàn)電壓利用率，1/4三次諧波注入PWM能夠優(yōu)化輸出波形質(zhì)量，最小化電流紋波損耗。
上述三種PWM，開(kāi)關(guān)序列均為“七段式”，在每個(gè)載波周期內(nèi)，三相開(kāi)關(guān)狀態(tài)均發(fā)生切換，并且調(diào)制波為連續(xù)波形，因而被定義為連續(xù)PWM。
為了降低開(kāi)關(guān)損耗，不連續(xù)PWM（Discontinuous PWM，DPWM）采用“五段式”開(kāi)關(guān)序列，特定相輸出電壓在若干連續(xù)載波周期內(nèi)鉗位于直流母線(xiàn)使得此相開(kāi)關(guān)管不動(dòng)作。
從電壓空間矢量角度而言，DPWM相當(dāng)于只采用了1 個(gè)零電壓矢量，根據(jù)不同位置所選用的零電壓矢量，DPWM可分為DPWMMAX、DPWMMIN、DPWM0、DPWM1與DPWM2。
但是相對(duì)于連續(xù)PWM，DPWM不具有諧波邊帶消除的現(xiàn)象，使得加權(quán)諧波總畸變率增加。
針對(duì)此問(wèn)題，有學(xué)者提出了一種先進(jìn)母線(xiàn)鉗位脈寬調(diào)制策略來(lái)改善DPWM的輸出諧波性能，但該方法只在較高調(diào)制度時(shí)有效。
研究表明單載波PWM算法均可以通過(guò)向三相正弦調(diào)制波中注入特定的零序分量來(lái)實(shí)現(xiàn)，從而將單載波PWM算法進(jìn)行了統(tǒng)一化。
多載波調(diào)制算法即采用多個(gè)載波與調(diào)制波比較，獲取三相觸發(fā)脈沖，對(duì)于兩電平逆變器，目前只局限于載波層疊PWM和載波移相PWM。
上述載波調(diào)制算法都采用“固定的載波頻率”，約束了PWM算法的性能改進(jìn)空間。
程控PWM 解除了這個(gè)約束條件，單個(gè)脈寬不在局限于一個(gè)時(shí)鐘脈沖窗口內(nèi)，其幅值和位置能夠在一個(gè)更寬的時(shí)間間隔上發(fā)生變化。
離線(xiàn)程控PWM的特征在于采用目標(biāo)函數(shù)的最小化來(lái)確定開(kāi)關(guān)時(shí)刻，優(yōu)化計(jì)算過(guò)程采用離線(xiàn)計(jì)算獲取一系列的開(kāi)關(guān)角度并存儲(chǔ)在PWM控制器的內(nèi)存或EPROM中，通過(guò)查表法實(shí)現(xiàn)對(duì)開(kāi)關(guān)管的控制。
SHEPWM作為一種典型的程控PWM，其優(yōu)化目標(biāo)是消去指定次諧波，但無(wú)法控制非指定次諧波的含量，為此有學(xué)者提出了一種指定諧波減弱PWM（SHMPWM）。
SHMPWM將指定次諧波的含量限定在特定的諧波標(biāo)準(zhǔn)以?xún)?nèi)，從而能夠兼顧更多的諧波成份，有利于提高整體諧波性能。
同步優(yōu)化脈寬調(diào)制能夠以較小的開(kāi)關(guān)頻率實(shí)現(xiàn)輸出諧波的改進(jìn)，適應(yīng)于大功率場(chǎng)合。
上述三種算法均需要求解超越非線(xiàn)性方程組，計(jì)算量隨著開(kāi)關(guān)角度的增加指數(shù)級(jí)增大，計(jì)算資源的固定開(kāi)銷(xiāo)使得其在線(xiàn)實(shí)施極其困難。
由于優(yōu)化目標(biāo)往往基于穩(wěn)態(tài)進(jìn)行設(shè)計(jì)，其動(dòng)態(tài)特性的改善是目前研究的瓶頸。
SHCPWM可實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)角度的在線(xiàn)計(jì)算，但仍需要較大的計(jì)算量。
混合PWM（Hybrid PWM）是指兩種或多種PWM的混合，目的在于充分利用不同PWM算法的優(yōu)點(diǎn)。
比如在低調(diào)制度使用SVPWM而在高調(diào)制度使用SHEPWM的混合算法，或者在低調(diào)制度使用SVPWM，而在高調(diào)制度使用DPWM1的混合算法。
混合PWM的關(guān)鍵在于設(shè)計(jì)合理的PWM切換準(zhǔn)則，這樣才能夠充分利用不同PWM算法的優(yōu)點(diǎn)。
為改善PWM性能，一些新的概念被應(yīng)用于PWM算法，包括隨機(jī)PWM、小波調(diào)制與智能調(diào)制等。
隨機(jī)PWM為解決逆變器的噪聲和電磁兼容問(wèn)題提供了一個(gè)有效的思路，通過(guò)將脈沖位置或（與）開(kāi)關(guān)周期隨機(jī)化處理，以獲得不同的功率譜密度。
小波調(diào)制由通信領(lǐng)域中衍生而來(lái)，能夠顯著降低輸出電壓總諧波畸變率、擴(kuò)寬線(xiàn)性調(diào)制范圍并降低開(kāi)關(guān)損耗。
利用小波調(diào)制的多速率特性，采用聯(lián)合估計(jì)的方法，可以提高系統(tǒng)的抗干擾能力。
目前，小波調(diào)制已成功應(yīng)用于感應(yīng)電機(jī)與永磁電機(jī)調(diào)速領(lǐng)域。
智能調(diào)制是指將智能算法應(yīng)用于PWM以改善逆變器性能，如神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)技術(shù)與免疫算法被應(yīng)用于開(kāi)關(guān)管的動(dòng)作時(shí)刻計(jì)算，有利于減小功率開(kāi)關(guān)器件非線(xiàn)性對(duì)輸出性能的影響，優(yōu)化輸出波形質(zhì)量，但智能算法開(kāi)銷(xiāo)較大，目前在線(xiàn)應(yīng)用還存在難度。
除了以上概述的調(diào)制方法外，還有其它一些值得關(guān)注的并有實(shí)際應(yīng)用價(jià)值的調(diào)制算法。
2.3.1 線(xiàn)電壓調(diào)制技術(shù)
在傳統(tǒng)的電機(jī)控制中，電壓調(diào)制策略一般采用SPWM和SVPWM策略。
對(duì)于SPWM調(diào)制策略來(lái)說(shuō)，控制算法較為筒單，計(jì)算量小，但是直流母線(xiàn)電壓利用率較低。
相較于SPWM，SVPWM提高了直流母線(xiàn)電壓利用率，使得逆變器輸出的最大線(xiàn)電壓可以迗到直流母線(xiàn)電壓。
在空間電壓矢量調(diào)制過(guò)程中，需要對(duì)電壓矢量的扇區(qū)進(jìn)行判斷，然后再根據(jù)七段式逼近法確定各個(gè)電壓矢量的作用時(shí)間，從而確定各個(gè)橋臂上下開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)切換時(shí)間。
相對(duì)而言，SVPWM的計(jì)算量會(huì)較大，從而較多的占用了DSP的資源，故為了減小DSP的計(jì)算量，加快DSP的運(yùn)行速度，可以引入線(xiàn)電壓調(diào)制法。
線(xiàn)電壓調(diào)制的基本思想是確定一個(gè)基礎(chǔ)相占空比δB，其余兩相根據(jù)三相調(diào)制比不變?cè)砬蟪?，大大?jiǎn)化了求解過(guò)程，適用于DSP資源緊張的情況下。


圖1-19 線(xiàn)電壓調(diào)制原理


圖1-20 基于線(xiàn)電壓調(diào)制的電機(jī)控制框圖


圖1-21 線(xiàn)電壓調(diào)制與SVPWM兩種算法耗時(shí)比較
1.3.2 六步電壓法（SSA）調(diào)制
采用六步法調(diào)制時(shí)，在每個(gè)電周期中逆變器開(kāi)關(guān)僅動(dòng)作6次，輸出的電壓空間矢量?jī)H有6個(gè)非零電壓矢量。
如圖1-22所示，為了產(chǎn)生正轉(zhuǎn)矩，參考電壓矢量應(yīng)在一個(gè)電周期內(nèi)按逆時(shí)針旋轉(zhuǎn)，逆變器輸出的電壓矢量依次為U4→U6→U2→U3→U1→U5→U4。


圖1-22 六步電壓法空間矢量圖
六步電壓法調(diào)制下的線(xiàn)電壓可表示為如下形式：


由上式可知，此時(shí)相電壓與線(xiàn)電壓有的相差30°電角度，且其峰值為，則其理論上是SVPWM相電壓的1.1倍，即可以將速度擴(kuò)大1.1倍。
1.3.3 三電平SVPWM調(diào)制
多電平逆變器與高開(kāi)關(guān)頻率的兩電平逆變器相比，電磁干擾較小，損耗也小，三電平逆變器可能成為電動(dòng)汽車(chē)應(yīng)用的替代品。
目前研究較多的調(diào)制方法是SVPWM和載波PWM。
通用汽車(chē)公司對(duì)三電平逆變器已潛心研究了多年，首先開(kāi)展了SVPWM和三次諧波注入的PWM調(diào)制方法的比較，結(jié)果顯示SVPWM在逆變器損耗和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)方面均優(yōu)于載波PWM，隨后又進(jìn)一步研究了SVPWM和載波PWM的混合調(diào)制，大大降低了計(jì)算的復(fù)雜度。


圖1-23 SVPWM和THPWM的
三電平逆變器功率管有27個(gè)狀態(tài)，對(duì)應(yīng)27個(gè)空間矢量，構(gòu)成了一個(gè)正六邊形，將正六邊形分成6個(gè)60deg大扇區(qū)，每個(gè)大扇區(qū)又可分為四個(gè)小扇區(qū)，組成不同的狀態(tài)來(lái)進(jìn)行波形的調(diào)制。


圖1-24 三電平聞逆變器拓?fù)浜?LSVPWM空間矢量圖
1.3.4 PAM脈沖調(diào)制
隨著新能源汽車(chē)驅(qū)動(dòng)電機(jī)的不斷高速化，最高運(yùn)行頻率已超過(guò)了1000 Hz，當(dāng)電機(jī)運(yùn)行至高速段時(shí)開(kāi)關(guān)損耗增大，電驅(qū)系統(tǒng)效率下降，此時(shí)可切換為PAM脈沖調(diào)制方式減少開(kāi)關(guān)頻次。
豐田公司對(duì)此做了充分的研究，隨著電機(jī)運(yùn)行頻率的不斷上升，逆變器的損耗占總損耗的比例越來(lái)越大，此時(shí)PAM調(diào)制方法優(yōu)勢(shì)就會(huì)顯得非常明顯。


圖1-25 PAM和PWM電驅(qū)系統(tǒng)損耗對(duì)比


圖1-26 基于PAM調(diào)制的控制框圖
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