電動汽車（EV）、數(shù)據(jù)中心、基站、智能電網(wǎng)等為了提高便利性，電源的高電壓化和大容量化正在進行中。

然而，從保護地球環(huán)境的角度來看，提高便利性之外，減少電力轉換時的損失、有效地使用也變得越來越重要。因此，能夠進行高頻動作、并且高電壓大容量能量損失少的 SiC功率半導體備受關注。

羅姆發(fā)布了第4代SiC MOSFET，是第3代SiC MOSFET的溝槽柵結構進一步演進，將導通電阻降低約40%，開關損失降低約50%。

在試驗中，使用第4代SiC MOSFET，進行了500V輸入7kW降壓型DC-DC轉換器的實機驗證、EV 的800V輸入100kW的牽引逆變器的模擬行駛試驗、以及Totem-pole PFC的實機評價，確認了其有用性，特此報告。

1、序言

目前，電動汽車（EV）、數(shù)據(jù)中心、基站、智能電網(wǎng)等應用，電源的高電壓和大容量趨勢正在進行（Figure 1）。

Figure 1. 應用例

理由是可以提高各個應用的便利性。作為身邊例子的EV，如果推進高電壓化（400V 和 800V）和大容量化（50kW-350kW），能實現(xiàn)續(xù)航距離的延長和快速充電時間的縮短，能大幅度提高人們生活的便利性。

然而，在世界范圍內，保護地球環(huán)境的努力正在加強，單純地提高便利性是不會被全球市場所接受的。今后除了便利性的提高之外，減少能源損失、有效的使用也會變得越來越重要，因此應該注意的點是電力轉換。

上述的應用都是從電力系統(tǒng)、電池、太陽光發(fā)電系統(tǒng)等接受電力供給，轉換成最適合的電壓值并有效利用，但是在這個電力轉換時會發(fā)生能量損失。為了減少能量損失，提高電力轉換效率，現(xiàn)在備受矚目的是能夠進行高頻動作，并且在高電壓、大容量下能量損失較少的SiC功率半導體。

這次羅姆發(fā)布了第4代 SiC MOSFET。進一步進化了已經(jīng)量產(chǎn)中的第3代SiC MOSFET確立的溝槽柵結構，比第3代降低了約40%的導通電阻，由于高速切換特性造成的開關損失也減少了約50%。Figure 2所示的標準化導通電阻（Ron-A：每單位面積導通電阻）的趨勢顯示了它的進化。

Figure 2. 導通電阻的趨勢圖

本文第2章中，說明作為基本的降壓型DC-DC轉換器中第4代SiC MOSFET對轉換器效率改善有怎樣的貢獻。

說明開關損耗、導通損耗、體二極管損耗、恢復損耗等發(fā)生機制，說明在轉換器中使用優(yōu)秀的第4代SiC MOSFET時降低損耗的效果。 

在第3章中，作為具體的應用例，說明面向EV的功率解決方案，EV的電力轉換由OBC（On Board Charger）、輔助用絕緣DC-DC、升壓 DC-DC、牽引逆變器等構成。

特別是，關于牽引逆變器，導入馬達測試臺進行模擬行駛試驗，以說明第4代SiC MOSFET的特性如何與用戶利益相關聯(lián)。另外，對于構成OBC的Totem-pole PFC，也將在實際電路板上說明第4代SiCMOSFET對于轉換器特性的提升。

2、降壓型 DC-DC 轉換器中第４代 SiC MOSFET

2.1 電路動作原理與損耗解析

對于第3代、第4代SiC MOSFET的開關速度特別有改善。這對減少開關損耗有很大貢獻。Figure 3（a）中表示降壓型轉換器的框圖，（b）中表示轉換器的開關整體的外觀波形。

(a) 降壓型 DC-DC 轉換器模塊圖

(b)主要開關外觀波形

Figure 3. 降壓型 DC-DC 轉換器（半橋）

如 Figure 3（b）所示，轉換器中功率器件的損耗包括開關損耗、導通損耗、體二極管損耗、恢復損耗、Coss 損耗。（Coss 損失較小，故圖中未標注出來） 

關于開關損耗，通常是把單個脈沖的Eon、Eoff能量數(shù)據(jù)記載在Datesheet中，因此在初期設計階段進行粗略的損失估計時是很方便的指標。在詳細設計中，必須嚴格算出高電壓輸入時高頻時的損耗。

柵極電壓值、柵極驅動器的漏源電阻值、外置柵極電阻值等數(shù)Ω的值會在數(shù)ns（納秒）的級別上影響開關時間（Trise/Tfall），使損耗發(fā)生了很大的變化，因此進行該柵極驅動器的最佳設計與能否充分利用SiC的高速開關特性緊密相連。開關損耗僅發(fā)生在高邊 FET（SH）上，以公式（1）表示。下面對其機制進行說明。

在State 1中，柵極電壓VGS被施加到高側FET（SH）的SiC MOSFET上，并在State 2 中超過閾值 VGS（th）時，電感器電流開始快速流向SH的通道，直至VGS（on）（Plato 電壓）為止，僅幾ns即可到達負載電流 Io。

然后，在State 3（平臺期間）之間通道打開，VDS達到0V。該State 2和State 3的期間為式（2）所示的導通時的開關時間Trise。式（2）中，State 2的電荷量由于通常 Datessheet中沒有記載，所以從Qgs推定，通過設定系數(shù)k調整（通常k是 1/3-1/4）。

柵極電流Igon是由柵極驅動器電壓VGS和柵極導通電壓VGS（on）的電位差和介入其中的電阻部分決定的，所以用式（3）給出。公式中，Rsrc是柵極驅動器的源電阻，Rgext 為外置柵極電阻、Rgint 表示SiC MOSFET內部柵極電阻。

(State 4 在后面進行說明)

柵極電壓降低，進入關斷狀態(tài)（State 5-6）。這個Tfall期間用公式（4）表示。注意點是Tfall時段的柵極電流Igoff如式（5）所示，分子只有VGS（on）。一般來說，關斷時間會更長一些。式中，Rsnk是同步電阻。

當是電感負載那樣的恒流源時，電流波形ID和電壓波形VDS變化的時間不重疊，因此式（1）的開關損耗Psw的系數(shù)為 1/2。另外，在該Trise期間，由于漏源極間容量CossH 中儲存的電荷在溝道處短路，會產(chǎn)生充放電損耗PcossH（式（6））。

在State 4中高邊FET（SH）完全開啟的期間發(fā)生導通損失PcondH（式（7））。此時的有效電流，時比D（=Vo/Vin）通過公式（8）給出。

以上是高邊FET(SH)處產(chǎn)生的開關損耗、導通損耗、Coss 損耗。

以下是、低邊FET(SL)處產(chǎn)生的損耗。

State 7、State 11以及State 1是死區(qū)時間期間。低邊FET（SL）的體二極管的導通電流會產(chǎn)生損耗（式（9）。

State 8-10產(chǎn)生低邊FET(SL)的導通損耗(式(10))。此時,實效電流通過公式(11)給出。

低邊FET(SL)的Coss的充放電損耗，在SL Turn on時(State 8)Coss已經(jīng)被電感電流IL已經(jīng)放電，為ZVS狀態(tài)(Zero Voltage Switching)，因此通常忽略。

以上是低邊FET(SL)處產(chǎn)生的損耗。

在此說明恢復損耗PQrr。發(fā)生的時間是State 3，是由于低邊SL的體二極管的恢復引起的損耗(式(12))。這個損耗由高邊FET(SH)和低邊 FET(SL)分擔，為了方便此處合并到高邊。

綜上所述，高邊FET(SH)和低邊FET(SL)的綜合損耗分別由式(13)和式(14)給出。

特別是關于開關損耗Psw，根據(jù)式(2)和(4)，Qgd(對柵極-漏極間電容的米勒平臺充電所需的電荷量)越小，Trise/Tfall的時間越短，式(1)的開關損耗Psw被降低。第4代SiC MOSFET相對于第3代Qgd降低了約一半，因此可以減少開關損耗。對轉換器的開關頻率高頻化，負載變化率大，平均來說輕負載運轉較多的EV有降低損耗的效果。結果導致續(xù)航距離的延長和運行成本的降低，這是使用第4代SiC MOSFET的最大優(yōu)點。

2.2 DC-DC 轉換器的實機驗證

為了確認這點，我們組成下述規(guī)格的降圧型DC-DC轉換器進行了實機驗證。Table 1是 DC-DC轉換器和SiC器件的各項參數(shù)。用于調整開關速度的外置柵極電阻Rg_ext的數(shù)值在權衡了高速開關、振鈴以及尖峰之后，取值為3.3Ω。Figure 4 是 (a) DC-DC轉換器電路和 (b)半橋部分所用的第4世代SiC MOSFET的評估板(內置去偶電容)，電感L、輸出電容Co 和輸入Bulk電容為外置。

Table 1. DC-DC 轉換器規(guī)格、SiC 器件各項規(guī)格

Figure 4. 實機驗證用降圧型 DC-DC 轉換器電路和第 4 世代 SiC MOSFET 評估板

Figure 5是50kHz情況下的Turn on時/Turn off時的VGS、VDS, ID波形。

左側是Turn on時的波形放大。波形可觀測到Turn on時上升時間Trise約20ns，非常的高速。Figure 6是該DC-DC轉換器的效率、損耗的測定結果。輕負載(1kW 附近)時，作為固定損耗的開關損耗，由于第4世代SiC MOSFET開關損耗較小的特征，發(fā)揮了顯著的作用。而重負載(5kW 附近)時，第4世代相對于第３世代損耗也改善了15W以上。

Figure 7是轉換器損耗的詳細理論解析結果，這證明了損耗確實有大約15W的改善。而且，高邊FET(SH)的開關損耗和恢復損耗PQrr也大幅降低，這也有助于改善整體損耗。

Figure 5. 實測開關波形（500Vin, 250Vo/20A(5kW), 50kHz）

Figure 6. 效率、損耗的測定結果(500Vin, 250Vo/7kW, 50kHz)

Figure 7. 損耗分析結果（計算值）（左：2kW、右：5kW）

3、EV 應用

EV也有多種形態(tài)，如Figure 8所示，有BEV、HEV、PHEV、Series HEV等，根據(jù)彼此的用途，功率、體系結構各有不同。在這當中，最近受到關注的是BEV的雙方向/急速充電中的400V電池電圧型或800V電池電壓型。

Figure 8. 各種 EV 形態(tài)

Figure 9所示的是BEV的功率/體系結構的電路結構示例。對于OBC(On Board Charger)和V2G(Vehicle To Grid)來說，雙方向Totem-pole PFC和雙方向CLLC(對稱型 LLC)是熱門的電路拓撲。該OBC的輸出會用于供應輔助用DC-DC轉換器、電池、逆變器電圧升圧、以及主機牽引逆變器的供電。

3.1 章說明的是牽引逆變器的基本動作，以及EV的評價系統(tǒng)（電機試驗臺的試驗環(huán)境）。以此可以根據(jù)乘用車的油耗測試方法WTLC來進行模擬行駛仿真，以此來介紹第４世代SiC MOSFE可帶來的電費改善度。

3.2 章介紹的是在OBC雙方向Totem-polePFC 中使用了第４世代SiC MOSFET情況下的實驗結果。

Figure 9. BEV 功率?體系結構舉例

3.1 牽引逆變器的模擬行車試驗

 [1] 逆變器電路動作

隨著機電一體化（電機、減速機、逆變器）的推進，為實現(xiàn)高電壓/高輸出且小型化的輕量逆變器，低損耗的重要度日益上升。這是因為這與EV的耗電能力有直接關系。

如 Figure 10所示，牽引逆變器為了驅動動力總成內的電機，將電池中儲備的直流電力轉變?yōu)?相交流電力。逆變器由三個半橋結構(1 leg)，即3 leg來構成。三相交流波形由頻率與電機轉速同步的信號波（參考正弦波）設定，三角波（調制波）由決定開關頻率的載波頻率設定。電機的供電電壓是通過在產(chǎn)生PWM信號時改變三相交流電和三角波的電平來實現(xiàn)的。

Figure 10. 一般的逆變器電路結構和驅動信號

[2] 電機試驗臺試驗環(huán)境

Table 2所示的是電機試驗臺和測試用逆變器所搭載的SiC器件的主要參數(shù)。測試用逆變器使用了2in1功率模塊，該模塊搭載了第４世代SiC MOSFET晶圓芯片。

Figure 11所示的是電機試驗臺的試驗環(huán)境，F(xiàn)igure 12所示的是測試用逆變器(DUT Inverter)，F(xiàn)igure 13所示的是控制系統(tǒng)模塊圖。測試用逆變器通過3相UVW動力線來驅動測試電機。測試電機與負載電機相連接，負載電機根據(jù)車輛參數(shù)演算得出行駛阻力控制負載轉矩，從而實現(xiàn)所希望的車輛參數(shù)條件下的模擬行駛實驗。這里正如Figure 14 以及式(15)-(18)所示，行駛阻力包含空氣阻力FAD、轉動阻力FRR、梯度阻力FRG、加速阻力FACC。

Table 2. 電機試驗臺和試用逆變器的主要參數(shù)

Figure 11. 電機試驗臺試驗環(huán)境

Figure 12. 試用逆變器(DUT Inverter)

Figure 13. 電機試驗臺?控制系統(tǒng)模塊圖

Figure 14. 行車阻力

Cd：空氣阻力系數(shù) , A：正面投影面積 , ρ: 干燥空氣密度, v：車速, μ：滾動阻力系數(shù) , m：車身重量, Δm：旋轉身體的等價慣 性質量, α：加速度, g：重力加速度, θ：車輛和路面的夾角。

[3] 模擬駕駛的國際規(guī)格 WLTC 模式燃效測試

Figure 15所示的 WLTC (Worldwide harmonized Light duty driving Test Cycle，全球統(tǒng)一輕型車輛測試循環(huán))是由聯(lián)合國歐洲經(jīng)濟委員會在 2014 年召開的第 162 屆世界汽車標準協(xié)調論壇(WP29)上公布的世界統(tǒng)一技術規(guī)則 GTR(Global Technical Regulation)所采納的轎車等的排放氣體、燃料消耗量測試法(WLTP: Worldwide harmonized Light vehicles Test Procedure)中規(guī)定的駕駛循環(huán)。

這個循環(huán)由Low、Middle、High、Extra-High速度階段構成，在日本除了Extra-High 階段以外，測試車輛通過行駛循環(huán)進行排放氣體和油耗的測量。

Figure 15. WLTC（全球統(tǒng)一輕型車輛測試循環(huán)）的概要

羅姆使用前述的馬達測試臺，通過輸入WLTC行駛循環(huán)的模擬行駛試驗條件，對逆變器進行了采用第四代SiC MOSFET和IGBT時的行駛電費試驗。

假設C級EV的電費試驗結果如Figure 16所示。在 WLTC行駛循環(huán)的全速度階段，都可通過用第四代SiC-MOSFET代替?zhèn)鹘y(tǒng)的IGBT來改善電費?？傠娰M與IGBT相比約改善6%，市區(qū)模式約改善10%。 

作為參考，在Figure 17顯示了逆變器效率Map圖 (以NT 曲線為基礎加入了效率的信息)。從這個結果也可以看出，在市區(qū)行駛中頻繁出現(xiàn)的高扭矩、低轉速區(qū)域的效率大幅改善。

Figure 16. 電費試驗結果

Figure 17. WLTC 燃效測試中的逆變器效率圖

下面展示電費測試中6%-10%的性能提升如何為用戶帶來收益。用相對于行駛距離的運行成本(電費)和搭載電池容量的削減來考慮的話就容易理解了。如Table 3所示，與IGBT 相比，電費改善5.5%，行駛1萬公里時減少2000日元，搭載100kwh電池的車輛減少 5.5萬日元（Figure 18）。

Table 3. 電費改善與用戶利益

Figure 18. 電池削減效果

3.2 Totem-pole PFC 的實機評估

Totem-pole PFC作為一種以高效率為目標的PFC轉換器的拓撲結構，近年來備受關注。另外，為了實現(xiàn)微電網(wǎng)系統(tǒng)的穩(wěn)定化和供需平衡，V2G的研究在世界范圍內得到推進，雙向運行也變得重要起來。

Figure 19是電路框圖。左區(qū)域(S1, S2)用于高頻開關，右區(qū)域(S3, S4)用于商用頻率(低頻)整流。S3和S4采用同步整流FET，可實現(xiàn)V2G的雙向工作。

Figure 20為各狀態(tài)的工作圖。圖騰柱低邊FET (S2) 在商用交流電的正半周期期間作為升壓轉換器執(zhí)行高頻開關（圖 (a)：周期D）。此時，S1進行整流操作（圖（B）：周期 1-D），但如果體二極管的恢復速度緩慢，則會出現(xiàn)較大的功率損耗。

SiC MOSFET由于體二極管恢復速度得非?？?，受這種功率損耗的影響較小，非常適合作為圖騰柱PFC的功率器件。接下來，在商用交流電的負半周，圖騰柱高邊場效應管（S1）作為升壓轉換器進行高頻開關（圖（C）：周期 D），S2進行整流（圖（D） : 時期 1-). D). S3和S4在商用交流電每半個周期切換一次。

Figure 19. Totem-pole PFC 框圖

Figure 20. 各狀態(tài)工作圖 

為了驗證第四代SiC MOSFET對降低Totem-pole PFC的損耗所做的貢獻，使用實 Demo進行了實驗。Table4中為PFC的評價條件和使用的SiC器件的規(guī)格。當輸出電壓為 400V時，與750V耐壓的SiC MOSFET匹配。這里使用SCT4045DR。在Figure 21為 Demo的開關波形。在20ns-30ns的非常短的時間內turn on/off。Figure 22所示的效率的檢測結果，半載的1.5kW 實現(xiàn) 98%以上，全載的3kW實現(xiàn)97.6%的高效率。

Table 4. PFC 評估條件

Figure 21. 開關波形

Figure 22. 實測效率

4、總結

SiC 功率半導體是在 EV、數(shù)據(jù)中心、基站、智能電網(wǎng)等高電壓、大容量的應用中，在提高便利性的同時，提高功率轉換效率的關鍵功率設備。

第4代SiC MOSFET大幅改善了溝槽結構的性能，歸一化導通電阻也更小。活用這些得到的高速開關性能，低導通電阻對功率轉換效率的提高有很大的貢獻。

本手冊記載的使用1200V/36mΩ的SiC分立元器件的500V輸入7kW輸出的降壓型DC-DC轉換器的實機驗證，使用1200V/400A的SiC功率模塊的EV的800V輸入100kW的主牽引逆變器的模擬行駛試驗，以及使用750V/45mΩ的SiC分立元器件的Totem-pole PFC的實機評估，均顯示了它的有用性。可以期待它有助于提高世界上許多應用中的功率轉換效率。

最后，介紹一下本次發(fā)布的750V和1200V第4代SiC MOSFET產(chǎn)品線。

Table 5 第４代 SiC MOSFET 產(chǎn)品 Line up 表

參考資料：ROHM SEMIConDUCTOR Application Note。